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文献综述（调研报告）
- 单相PWM 整流器拓扑
图1 单相PWM整流器拓扑
图1是单相PWM整流器的拓扑图[1]。图中：us、is分别为网侧电压与网侧电流；L、R分别为网侧电感与网侧等效电阻；uab为整流器输入电压；S1、S2、S3、S4表示4个带有续流二极管的开关器件；Cd为直流侧储能支撑电容；RL为整流器直流侧等效负载。
- 单相PWM整流器控制现有策略
基于d-q旋转坐标系的前馈解耦控制策略已经广泛应用于三相PWM整流器场合，并且相关技术已经成熟[2],[3]。但随着许多场合对单相PWM整流器的稳态及动态性能的要求越来越高，目前最常用的PI控制已经无法满足高性能整流器的要求。原因在于单相PWM整流器属于非线性混合控制系统，线性控制方法无法达到很好的控制效果。因此，需要采用非线性控制策略以获得高的稳态及动态性能[4]。并且在单相PWM 整流器场合，由于主电路缺少一个自由度，为了进行坐标变换需构造虚拟自由度。
1）采用陷波器滤波算法
陷波器是滤波算法是一种利用数字陷波滤波器消除直流侧电压二次脉动对网侧电流影响的控制算法[5]。设计一种能够消除特定次谐波的陷波滤波器，在采回的电压外环中直流侧电压值被送入PI 控制器前，将其中的二次谐波滤掉，从而消除直流侧电压二次谐波对网侧电流的影响。
图2改进后的整流器控制原理框图
其中，二阶陷波滤波器的典型传递函数为：
(1)
式中：A0为滤波器增益；omega;n为特征角频率，代表所需滤除的角频率；Q为等效品质因数，代表陷波滤波器的选频特性。Q值越大，陷波滤波器的选频特性越好。
陷波器滤波算法能有效消除直流侧电压二次波动对网侧电流的影响，从而改善网侧电流波形，降低谐波含量。但经过坐标转换后在两相旋转d-q坐标系中存在二次谐波，通常需要使用滤波器进行谐波抑制，但这样会导致环路的带宽减小，增加响应时间。
2）SOGI（二阶广义积分器）法
利用二阶广义积分器（SOGI）构造虚拟量，建立了d-q轴同步旋转坐标系中单相PWM整流器的数学模型[6][7]。然后根据有功功率守恒原理对数学模型进行简化，可得单相PWM整流器电压外环的一阶方程。根据一阶方程，采用线性自抗扰控制器设计电压外环。
SOGI算法可以改变阻尼系数，从而对输入信号进行相应的滤波，提升系统的稳态性能，但其存在动态响应较慢的缺点。提高了SOGI算法的动态响应速度，但仍十分有限，因而限制了其在快速动态响应需求场合下的应用。
3）基于根轨迹法的比例-谐振电流调节方法
该方法直接在离散域中设计电流控制器[8]。首先，将受控对象离散化，再确定控制器的极点以保证50Hz电流的无静差跟踪，然后用根轨迹法对控制器的零点和增益进行配置。采用基于根轨迹法的比例-谐振电流调节方法，可以保证电流环的稳定性，并且使电流控制具有良好的稳态和动态性能。
4) 四分之一周期延时算法
传统的d-q电流解耦控制是通过延时四分之一周期来构造与alpha;轴正交的虚拟beta;轴，从而构建两相静止alpha;-beta;坐标系[9]。网侧电流的beta;轴分量比alpha;轴分量滞后了四分之一个基波周期。因此，由于电流内环控制中引入了四分之一周期的延时，当实际信号发生任何形式的突变时，所构造的虚拟正交信号都只能在四分之一基波周期后响应这种突变。此外，该算法会对系统的动态过程造成延时和波动，控制器需要存储至少四分之一周期的数据。
四分之一周期延时算法原理简单，但是当受控变量发生任何形式的突变时，所构造的虚拟正交分量必须等待四分之一基波周期才能响应突变，因此系统稳定性较差。
5）虚拟量反馈算法
该方法通过在控制器中构建离散的正交虚拟电路，并对虚拟量进行反馈构成闭环控制（无需引入延时环节，提高动态性能），将d-q同步旋转坐标系下的前馈解耦控制策略有机地运用于单相PWM 整流器中[9]。
图3单相PWM整流器正交虚拟电路
在单相 PWM整流器交流侧，为了进行静止/旋转坐标系变换，构造一虚拟电路如图3中虚线所示。在虚拟电路中，网侧电压和电流分别用um和im表示，并网电感和等效串联损耗电阻分别用Lm和rm表示，功率开关管分别用mi(i=1,⋯,4)表示。
开关函数定义为：
（2）
对交、直流侧分别运用基尔霍夫电压和电流定律可得：
（3）
（4）
（5）
图4 静止/旋转坐标变换
按照图4对式（3）、（4）进行“等功率”变换有：
（6）
（7）
此时，单相PWM整流器d-q旋转坐标系下模型与三相PWM整流器一致，可采用常见的前馈解耦控制策略。
采用前馈解耦控制器时，d 轴和q轴控制方程分别为：
（8）
id*和iq*分别为有功电流和无功电流给定值；Kip和KiI分别为电流环比例系数和积分系数；vd和vq分别为d轴和q轴控制电压，它们与三角波比较后生成脉冲信号sd和sq。
为了避免引入延时环节，将经过旋转/静止坐标系后的虚拟控制电压vm作为虚拟电路的调制信号引入，并经过虚拟电路交流侧响应后得到虚拟网侧电流im，其中虚拟网侧电压um 可由实际电压us经单相锁相环获得。
图5 基于虚拟电路闭环法单相PWM 整流器控制
其中由于虚拟电路实际不存在，因此需要在控制系统中构建，在频域下虚拟系统等效传递函数为：
（9）
由于虚拟电路需要离散构建，因此将式（9）进行离散化得到z域传递函数如图6 所示，且考虑虚拟电路与主电路的一致性，加入了采样延时。图6 中Ts为采样周期。
图6虚拟电路z域传递函数
该方法通过在控制器中构建虚拟电路，将d-q同步旋转坐标系下的前馈解耦控制策略有机地运用于单相PWM整流器中，使得单-三相PWM整流器在数学模型及其控制上形成了统一。具有控制性能高、动态响应速度快、延时可控等优点。
6）其他方法
反Park变换算法实现复杂，需要添加锁相环获取角度信息，增加了系统复杂度；
Hilbert变换算法存在卷积，计算量大且较为复杂，实际效果并不理想；
基于虚构轴仿真（fictive-axisemulation，FAE）的单相电压源变流器矢量控制，可快速构造虚拟正交分量，从而有效地提高系统动态响应。但是，该算法对电感参数的依赖度较高，且未考虑控制算法所用电感参数与网侧电感实际参数不匹配造成的影响及补偿[9]。
【参考文献】
[1]孙毅超,赵剑锋,季振东,姚晓君.一种基于虚拟电路闭环的单相PWM整流器控制新方法[J].电工技术学报,2013,28(12):222-230.
[2] Gui, Y, Li, M, Lu, J, etc. A Voltage Modulated DPC Approach for Three-Phase PWM Rectifier [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2018, 65(10):7612-7619 .
[3]李子欣,李耀华,王平,朱海滨,陈峻岭,谈龙成,刘丛伟.PWM整流器在静止坐标系下的准直接功率控制[J].中国电机工程学报,2010,30(09):47-54.
[4]王子徽,蔡华锋,廖冬初,潘健,吴蕊.基于旋转坐标变换的单相PWM整流器无源控制研究[J].现代电子技术,2018,41(22):83-87 91.
[5]杨顺风,冯晓云,韩坤,黄金.基于DSP单相PWM整流器的控制器研究[J].电力电子技术,2009,43(03):63-64 75.
[6] Yan, Ruitao, Wang, Ping. Active Disturbance Rejection Control for Single-Phase PWM Rectifier with Current Decoupling Control[J]. Journal of Electrical Engineering amp; Technology, 2018, 13(6):2354-2363.
[7]马俊鹏,宋文胜,冯晓云.基于瞬时功率观测器的单相三电平脉冲整流器直接功率控制[J].电工技术学报,2018,33(04):837-844.
[8]王剑,郑琼林,高吉磊.基于根轨迹法的单相PWM整流器比例谐振电流调节器设计[J].电工技术学报,2012,27(09):251-256.
[9]刘秉,宋文胜.基于虚拟信号反馈算法的单相PWM整流器DQ电流解耦控制[J].中国电机工程学报,2018,38(15):4504-4513 4651.
资料编号：[176781]
